關於接收機結構我們從最傳統的超外差結構開始介紹。超外差結構能提供非常好的效能，但這種結構需要大量分離元件，像濾波器等。這種結構無法單晶片整合實現，因此出現了零中頻，低中頻接收機結構。

超外差接收機

超外差接收機自從1917首次出現以來一直作為接收機設計的主要結構。直到2000，出現了零中頻接收機，這種接收機結構適合完全整合實現。

圖1 一級混頻的超外差結構

圖1所示為單級混頻的超外差結構，混頻器利用本振訊號將RF訊號下變頻到IF頻率。超外差結構由以下模組組成：輸入帶通濾波器，低噪聲放大器，映象抑制濾波器，混頻器，中頻濾波器，AD。

輸入帶通濾波器通常用於抑制帶外干擾訊號，防止帶外強幹擾訊號阻塞低噪聲放大器。通常輸入帶通濾波器頻寬比較寬，由多個通道組成。映象濾波器用於抑制映象頻率，關於映象濾波器我們下面會做詳細介紹。混頻之後的IF帶通濾波器決定了接收機的通道選擇性，用於抑制鄰道訊號功率，同時IF帶通濾波器也通常作為AD前端的抗混疊濾波器。

零中頻接收機

超外差接收機需要解決的主要問題就是映象頻率抑制問題。而零中頻接收機通過將訊號直接轉換到基帶(0Hz)，從而克服了映象抑制問題。其結構如下：

圖2 零中頻接收機結構

零中頻接收機本振頻率(LO)和射頻訊號頻率(RF)相等，映象頻率也就是訊號頻率本身。不存在映象頻率干擾的問題，原超外差接收機結構中的映象抑制濾波器及中頻濾波器都可以省略。這樣一方面取消外部元件，有利於系統的單晶片實現。

如圖2所示，混頻器後面是一個模擬低通濾波器，該濾波器作為通道選擇濾波器和AD前端的抗混疊濾波器。如果接收機的通道選擇性完全由該濾波器實現，那麼要求該濾波器的截止頻率為訊號頻寬的一半，以有效抑制鄰道和更遠端的通道干擾。

由於該濾波器工作在低頻，因此可以用有源模擬濾波器實現，注意上下兩個分支幅度響應匹配。有源模擬濾波器相對於超外差接收中的無源中頻濾波器輸入動態範圍有限，並且阻帶衰減有限。

零中頻接收機結構雖然減小映象訊號抑制問題，但同時帶來了其他問題。這些問題主要是由於輸入訊號的放大組要集中在基帶。這些問題包括：

• 接收機的偶次非線性失真

• 本振洩露和直流偏置

• 直流偏置

• Flicker噪聲

低中頻接收機

低中頻接收機嘗試解決零中頻接收機的直流偏置及flicker噪聲問題，但同時保持零中頻接收機的高整合性。很多無線標準要求鄰道干擾的抑制度相對於其他通道的干擾要相對較弱。低中頻接收機充分利用這樣的規定，選擇合適的中頻頻率將鄰道訊號作為其映象訊號。 

圖3 低中頻接收機結構

訊號經過第一級混頻，輸出低中頻訊號。I，Q兩路訊號經過低通濾波器(抗混疊濾波器)，然後抽樣。正如前面提到的，由於I，Q兩路幅度和相位不匹配，很難獲得超過40dB的映象抑制比。如果不進行較正，通過能過獲得25dB到35dB的映象抑制比。如圖所示，AD後面有兩個放大器和加法電路組成的校正支路，通過這個支路可以顯著提高映象抑制比。

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三種接收機的比較

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今天比較三種常用接收機架構的優勢和挑戰——外差接收機、直接取樣接收機和直接變頻接收機。我們的意圖並非要褒揚某種方案而貶抑其他方案，相反，本文旨在說明這些方案的優點和缺點，並鼓勵大家按照工程準則選擇最適合特定應用的架構。

外差接收機

外差方法久經檢驗，效能出色。實施原理是混頻到中頻 (IF)。IF需選擇足夠高的頻率，使得實際濾波器在工作頻段中能夠提供良好的映象抑制和LO隔離。當有超高動態範圍ADC可用時，增加一個混頻級以降低頻率也很常見。此外，接收機增益分佈在不同的頻率上，這使得高增益接收機發生振盪的風險非常小。通過適當的頻率規劃，外差接收機可以實現非常好的雜散能量和噪聲效能。

遺憾的是，這種架構是最複雜的。相對於可用頻寬，其需要的功耗和物理尺寸通常是最大的。此外，對於較大分數頻寬，其頻率規劃可能非常困難。在當前追求小尺寸、低重量、低功耗(SWaP) 並希望獲得寬頻寬的背景下，這些挑戰難度很大，導致設計人員不得不考慮其他可能的架構選項。

優勢

•  經過驗證、可信賴

•  高效能

•  最優雜散噪聲

•  高動態範圍u EMI抗擾度佳

挑戰

•  SWaP

•  濾波器數量多 

直接取樣

直接取樣方法已被業界追求許久，其障礙在於很難讓轉換器工作於直接射頻取樣所需的速率並且實現大輸入頻寬以及實現大輸入頻寬。

在這種架構中，全部接收機增益都位於工作頻段頻率，如果需要較大接收機增益，佈局佈線必須非常小心。如今，在L和S波段的較高奈奎斯特頻段，已有轉換器可用於直接取樣。業界在不斷取得進展，C波段取樣很快就會變得實用，後續將解決X波段取樣。

優勢

•  無混頻

•  在L、S波段具有實用性

挑戰

•  ADC輸入頻寬

•  在感興趣的頻率範圍內增益不平坦

直接變頻

直接變頻架構對資料轉換器頻寬的使用效率最高。資料轉換器在第一奈奎斯特頻段工作，此時效能最優，低通濾波更為簡單。兩個資料轉換器配合工作，對I/Q訊號進行取樣，從而提高使用者頻寬，同時又不會有交織難題。

對於直接變頻架構，困擾多年的主要挑戰是維持I/Q平衡以實現合理水平的映象抑制、LO洩漏和直流失調。近年來，整個直接變頻訊號鏈的先進整合加上數字校準已克服了這些挑戰，直接變頻架構在很多系統中已成為非常實用的方法。

優勢

•  最大ADC頻寬

•  寬頻選項最簡單

挑戰

•  映象抑制：I/Q平衡

•  帶內IF諧波

•  LO輻射

•   EMI抗擾度(IP2)

•  DC和1/f噪聲

下圖顯示了三種架構的框圖和頻率規劃示例。

• 圖a為外差接收機示例，高階LO將工作頻段混頻到ADC的第二奈奎斯特區。訊號進一步混疊到第一奈奎斯特區進行處理。

• 圖b為直接取樣接收機示例。工作頻段在第三奈奎斯特區進行取樣並混疊至第一奈奎斯特區，然後將NCO置於頻段中心，數字下變頻到基帶，再進行濾波和抽取，資料速率降低到與通道頻寬相稱的水平。

• 圖c為直接變頻接收機示例。雙通道ADC與正交解調器對接，通道1對（同相） I訊號進行取樣，通道2對Q（正交）訊號進行取樣。

採用分立實施方案時，直接變頻架構的映象抑制挑戰可能相當難以克服。通過提高整合度並結合數字輔助處理，I/Q通道可以很好地匹配，從而大幅改善映象抑制。