零中頻接收機在幾十年前被提出來，工程中經歷多次的應用實踐，但是多以失敗告終，近年來，隨著通訊系統要求成本更低，功耗更低，面積更小，整合度更高，頻寬更大，零中方案能夠很好的解決如上問題而被再次提起。

本文將詳細介紹零中頻接收機的問題以及設計解決方案，結合TI的零中頻方案TRF3711測試結果證明，零中頻方案在寬頻系統的基站中是可以實現的。

1  超外差接收機

為了更好理解零中頻接收的優勢，本節將簡單總結超外差接收機的一些設計困難和缺點。

圖一是簡單超外差接收機的架構，RF訊號經過LNA（低噪聲放大器）進入混頻器，和本振訊號混頻產生中頻訊號輸出，映象抑制濾波器濾出混頻的映象訊號，中頻濾波器濾除帶外干擾訊號，起到通道選擇的作用，圖中標示了頻譜的搬移過程及每一部分的功能。

在超外差接收機種最重要的問題是怎樣在映象抑制濾波器和訊號選擇濾波器的設計上得到平衡，如圖一所示，對濾波器而言，當其品質因子和插損確定，中頻越高，其對映象訊號的抑制就越好，而對干擾訊號的抑制就比較差，相反，如果中頻越低，其對映象訊號的抑制就變差，而對干擾訊號的抑制就非常理想，由於這個原因，超外差接收機對映象濾波器和通道濾波器的選擇傳輸函式有非常高的要求，通常會選用聲表濾波器（SAW），或者是採用高階LC濾波器，這些都不利於系統的整合化，同時成本也非常高。

在超外差接收機中，由於映象抑制濾波器是外接的，LNA必須驅動50R負載，這樣還會導致面積和放大器噪聲，增益，線性度，功耗的平衡性問題。

映象濾波器和選擇濾波器的平衡設計也可採用映象抑制架構，如圖二所示的Hartley（1）和 Weaver（2）拓撲架構，在A點和B點的輸出是相同極性的有用訊號和極性相反的映象訊號，這樣通過後面的加法器，映象訊號就可以被抵消掉，從而達到簡化映象濾波器的設計，但是這種架構由於相位和幅度不平衡，其映象訊號沒有辦法完全抑制，如證明（6），映象抑制比IIR.

E指相對的電壓幅度差，指相位差，如果 E和θ足夠小，式（1）可以簡化為（2）。

這裡θ是弧度，如果E=5%,θ=5度，IIR約為26dB,如果要達到60dB的IIR,需要θ低於0.1度，這是非常難以實現的，通常這種架構可以做到30-40dB的映象抑制（7），所以，即使採用這種架構，映象抑制濾波器和通道選擇仍然需要仔細設計。

圖二： Hartley和Weaver映象抑制架構

2、零中頻接收機

2.1 零中頻接收機架構及優勢

零中頻接收機架構如圖三，是指RF訊號（radio frequency）直接轉化到零頻訊號，LPF（低通濾波器）用於近端干擾訊號的抑制， 在零中頻架構中，在典型的相位/幅度調製中，正交的I和Q兩路訊號是必須的，由於兩個邊帶訊號包含了不同有用資訊，必須在相位上區分。

相較超外差架構，零中頻架構優勢：1:沒有映象抑制要求；2:LNA不需要驅動50R負載；3:採用相同ADC情況下，頻寬是超外差架構的兩倍；4:聲表濾波器和複雜的LC濾波器可以採用簡單的低通濾波器替換，從而利於整合晶片設計，如圖四，TRF3711就是採用零中頻架構，集成了I/Q解調器，低頻的可調增益放大器以及可調通道選擇濾波器，實現了高整合方案。

既然零中頻接收架構如此簡單，為什麼到目前為止，還沒有廣泛應用呢？那是因為零中頻接收機極易被各種噪聲汙染，從而影響系統性能，下面將討論零中頻接收架構的挑戰。

2.2 零中頻接收機的挑戰及解決方案

零中頻接收機到目前為止，還只用於手持裝置上，在基站上還沒有應用，原因是在零中頻架構上，有很多無可避免的噪聲源沒有辦法得到抑制，本文將重點討論閃爍噪聲（1/f），直流偏置（DCoffset）；I/Q 不平衡；偶次諧波。

2.2. 1 閃爍噪聲（1/f）

閃爍噪聲是有源器件固有的噪聲，其大小隨頻率降低而增加，主要集中在低頻段，閃爍噪聲對搬移到零中頻的基帶訊號產生干擾，降低信噪比，在通常的零中頻接收機中，增益都放在基帶，射頻部分（LNA和解調器）的增益大概在30dB左右，所以下變頻訊號大概會在幾十微伏，所以射頻輸入級（LNA,濾波器等等）的噪聲就變得非常重要。

為了更好理解閃爍噪聲，我們可以來分析一個獨立的MOS管，在輸入閃爍噪聲和純熱噪聲情況下的噪聲惡化情況，對一個典型的亞微粒MOS管，計算頻寬為1MHz情況下的閃爍噪聲：（3）

計算從10Hz到200KHz的頻寬內的閃爍噪聲如下

如果只考慮熱噪聲

如果考慮閃爍噪聲的情況下，噪聲增加了Pn1/Pn2=16.9dB, 而在超外差結構中，閃爍噪聲將無關緊要，因為訊號主要在中頻進行放大。

減少閃爍噪聲的方法（3）：下變頻器後的鏈路工作在低頻，這樣可以選擇雙極性電晶體，從而能夠降低閃爍噪聲；另外採用高通濾波器和類直流校準也能夠抑制低頻的噪聲。

2.2. 2 直流偏置（DC-offset）

由於零中頻接收機轉換頻寬訊號到零中頻，大量的偏置電壓會惡化訊號，更嚴重的是，直流偏置訊號會使混頻後級飽和，如飽和中頻放大器，ADC等。

為了理解直流偏置的起源和影響，我們可以參照圖四的接收通道進行說明。

如圖四（a）所示， 本振口，混頻器口，LNA之間的隔離度不好，Lo（本振訊號）可以直接通過LNA和混頻器，我們叫做“本振洩露”, 這種現象是由於晶片內部的電容及基底耦合的，耦合的Lo訊號經過LNA到達混頻器，和輸入的Lo訊號混頻，叫做“自混頻”,這樣會在 C 點產生直流成分；近似的情況如（b），從 LNA出來的訊號耦合到混頻器的本振輸入口，從而產生了直流分量；

為了保證ADC能夠取樣出射頻埠微伏級的電壓，通常需要整個鏈路增益在100dB以上，其中25-30dB的增益來自LNA和混頻器的貢獻。

基於如上分析，對於自混頻產生的直流偏置，我們可以做一個大概的估算，假設混頻器的Lo輸入訊號為0.63Vpp（等同於在50ohm系統中的0dBm），通常情況下是-6dBm--+6dBm,假設隔離度為60dB,所以圖五（a），考慮到30dB的射頻增益，混頻器的輸出直流訊號大概為10mVpp,在現代通訊系統中，在LNA輸入的有用訊號可以低至30uVrms, 為了能夠取樣有用訊號，需要中頻放大70dB左右，10mV的直流電壓也會放大70dB,會導致混頻器後的基帶放大器器件飽和，產生失真，即使基帶放大器是理想的放大器，也需要一個超高動態範圍的ADC才能解決直流偏置問題，而這種動態範圍的ADC在實際上是不可實現的。

怎樣解決零中頻接收機的直流偏置問題呢？最簡單的方案是採用交流耦合的方式，比如加一個高通濾波器，然而隨機二進位制資料的頻譜在DC會呈現出一個峰值，很多模擬證明，為了不惡化訊號，高通濾波器的頻率截止點必須低於資料速率的0.1%, 如果是GSM訊號，其資料速率為200K,這要要求濾波器的截止頻率為200Hz左右，這樣小的值會導致，1:如果直流偏置變化，其響應會非常慢，2:需要非常大的電容和電阻， 解決的辦法是採用在直流附近最小化訊號能量的調製方式，比如UMTS制式的BPSK調製方式。

另外一種常用的方法是通過演算法校準的方式消除直流偏置，如圖五所示的架構是TI（德州儀器）的盲校演算法，通過計算122.88MHz時鐘週期的直流偏置量，每1.067ms輸入訊號實時抵消直流偏置。

直流累加

更新直流偏置

直流偏置更新統計

直流偏置補償

TI的盲校演算法可以在全溫範圍內把直流偏置校準到低於+/-5mV以內，圖六是基於TRF3711的實測試結果。

2.2. 3 I/Q不平衡（I/Q imbalance）

對於大多數相頻調製訊號，採用零中頻架構要求I/Q兩路訊號必須是正交，可以採用射頻偏移90圖七（a）度或者Lo偏移90度度的方式圖七（b），偏移RF訊號需要承擔嚴重的噪聲-功率-增益間的平衡，通常採用偏移Lo的方式實現正交解調，對於I/Q兩路訊號的相位，幅度不平衡都會導致解調訊號的星座圖惡化。

圖七：正交生成在 RF（a），Lo（b）

為了更好理解I/Q不平衡對訊號的影響，設定輸入訊號為Xin（t）=acosωct+bsinωct, a和b可以任意為+1或者-1,假設I/Q兩路相位是相等的，即：

和θ代表指增益和相位差，輸入訊號分別乘以Lo的兩個相位，加上低通濾波器，可以得到如下結果。

圖8（a），（b）分別在星座圖中標示了增益不平衡和相位不平衡的情況，為了更直觀的說明I/Q不平衡的影響，在時域圖進行分析，圖（c）是增益不平衡造成幅度的比例因子不同，而圖（d）是相位不平衡造成了一個通道的部分脈衝數據惡化另一通道的資料，但是相對映象訊號（實中頻）而言，邊帶訊號（復中頻）的影響非常小。

雖然相較映象訊號的影響，I/Q不平衡的影響沒有非常顯著； 同樣需要對I/Q不平衡訊號做處理，除了在硬體上儘量保證I/Q兩路訊號的幅度一直和相位平衡外，通常會採用演算法進行校準，TI（德州儀器）的盲校演算法可以校準到近20dB的改善 （此處不詳細描述具體的演算法過程）。

圖九：I/Q 盲校結果

2.2. 4 偶次諧波（even harmonic）

傳統的超外差架構對只是對奇次諧波敏感，而零中頻接收機則對偶次諧波非常敏感，簡單舉例，傳統的高中頻方案，設主訊號中頻為100MHz,兩個干擾訊號f1=110MHz,f2=120MH 在，三次諧波2f1-f2=100MHz, 2f2-f1=130MHz,他們離主訊號都很近，而偶次諧波f1-f2,f1+f2等都離主訊號很遠，從而能夠非常容易濾除，所以對零中頻架構而言，偶次諧波影響就非常嚴重，通常以IIP2來定義偶此諧波，相比奇次諧波，偶次諧波的功率更大，而且不像奇次諧波，可以通過頻率規劃來規避它，而偶次諧波可以產生於任何高功率的調製干擾訊號，沒有辦法通過頻率規劃來避免。如圖十示。

怎樣抑制偶次諧波呢？簡單的方法就是採用差分LNA和混頻器，但有兩個問題需要注意，首先，天線和雙工器都是單端的，所以需要單端到差分的轉換，比如加變壓器，由於通常其會有幾個dB損耗，會引入幾個dB的系統噪聲，其次，差分的LNA需要更高的功耗。

2.3 TI 零中頻方案實現

TI釋出的零中頻接收機TRF3711,集成了寬頻的解調器，中頻PGA,可調頻寬濾波器，自適應的直流校準模組，以及ADC驅動放大器，配合TI的盲校演算法，外接LNA模組，就可以實現在基站上的應用 （除了MC-GSM外的應用）。

圖十二，十三，是基於20MHz OFDM訊號的實測結果，顯示TRF3711完全能夠滿足寬頻訊號的基站應用。

3、總結

零中頻接收機天然具有易整合，低功耗，低成本等特點，但是由於其自身的技術特點，零中頻接收機還沒有在基站系統中廣泛的應用，本方案詳細分析了零中頻接收機的技術難點，以及相應的解決辦法，結合TI零中頻接收機方案TRF3711的測試結果，證明了零中頻接收機在寬頻系統中依然是可是實現的。